Moving average adc

Técnicas de excitação e medição do sensor transdutor Introdução Os transdutores de entrada ou os sensores são classificados como ativos ou passivos. Sensores passivos, como termopares ou fotodiodos (no modo tensão-saída) são dispositivos de duas portas que transformam energia física em energia elétrica diretamente, gerando sinais de saída sem a necessidade de uma fonte de excitação. Sensores ativos (como circuitos ativos em geral) requerem uma fonte externa de excitação. Exemplos podem ser encontrados na classe de sensores baseados em resistores, como termistores, RTDs (detectores de temperatura de resistência) e strain gages, que requerem uma corrente ou tensão para excitação para produzir uma saída elétrica. Este artigo considerará uma variedade de métodos de excitação que podem ser usados ​​em aplicações de sensortransutores ativos e mostrará alguns circuitos típicos. A discussão inclui os benefícios e as deficiências das técnicas de excitação de corrente alternada e acs usando corrente e tensão. A medição precisa de sinais analógicos de baixo nível com um sistema de aquisição de dados geralmente requer mais do que simplesmente a fiação da saída do transdutor ao circuito de condicionamento de sinal e depois ao conversor analógico para digital. Para manter a alta resolução e a precisão dentro do sistema de medição, o designer deve ter cuidado ao selecionar a fonte de excitação para o transdutor e no esquema de fiação de campo usado para transmitir o sinal analógico de baixo nível do transdutor ao conversor AD. A Figura 1 mostra um diagrama de blocos generalizado de um sistema de aquisição de dados baseado em transdutor. A integridade dos dados adquiridos nesses sistemas depende de todas as partes do caminho do sinal analógico mostrado aqui. Figura 1. Sistema típico de aquisição de dados baseado em transdutor. Para uma determinada fonte de excitação, o designer do sistema enfrenta o desafio de medir o sinal de saída e lidar com os problemas que podem surgir. Por exemplo, a resistência da fiação e a captação de ruído estão entre os maiores problemas associados às aplicações baseadas em sensores. Uma variedade de técnicas de medição estão disponíveis para o emprego em busca do melhor desempenho do sistema de medição. As escolhas principais incluem operação ratiométrica versus não ratiométrica, e conexões de Kelvin forceense de 2 fios versus 3 e 4 fios. Técnicas de excitação Os transdutores ativos podem ser excitados usando uma corrente ou tensão controlada. A escolha entre a tensão e a excitação atual é, geralmente, a critério do designer. Nos sistemas de aquisição de dados, não é incomum ver a excitação de tensão constante usada para sensores de tensão e pressão, enquanto que a excitação de corrente constante é usada para excitar sensores resistivos, como RTDs ou termistores. Em ambientes industriais ruidosos, a excitação atual geralmente é preferível devido à sua melhor imunidade ao ruído. As fontes de excitação de CA ou CC podem ser usadas em aplicações de transdutores, cada uma oferece vantagens e desvantagens. As vantagens associadas à excitação de DC incluem simplicidade de implementação e baixo custo. A desvantagem da excitação de DC inclui a dificuldade de separar o sinal real de erros de dc indesejados devido a compensações e efeitos de termopar induzidos por parasita. As compensações DC não são corrigidas, elas variam imprevisivelmente devido à deriva de temperatura e fontes de ruído térmicas e 1f. Embora as técnicas de excitação de CA sejam mais caras de implementar, elas oferecem muitos benefícios de desempenho. A excitação de CA funciona de forma semelhante ao esquema de corte utilizado em amplificadores de precisão, é usado de forma vantajosa em circuitos de condicionamento de sinal do transdutor para remover erros de deslocamento, supera 1f de ruído e elimina os efeitos devido a termopares parasíticos. Com sensibilidade diminuída para 1f-noise, um sinal de saída discernível pode ser produzido com correntes de excitação ou tensão muito menores. A diminuição da excitação significa que os efeitos de auto-aquecimento do fluxo de corrente em sensores resistivos podem ser bastante reduzidos. Uma vez que uma banda de banda relativamente estreita está envolvida, também é provável que a excitação de CA também ofereça maior imunidade à interferência de RF do que a excitação de CC. Existem dois fatores importantes na seleção de uma fonte de excitação que melhorará o desempenho geral do sistema. Primeiro, a resolução: a magnitude da excitação deve ser suficiente para que a mudança mínima na variável a ser medida produz uma saída do transdutor suficientemente grande para superar o ruído e o deslocamento no sistema. Segundo, nível de potência: se o sensor for resistivo, o designer deve garantir que os efeitos de auto-aquecimento da corrente de excitação que flui através do transdutor não afetem os resultados medidos. Operação não-racionalométrica de Ratiometric Vs A Figura 2 mostra uma configuração ratiométrica em uma aplicação de transdutor de ponte. A mesma fonte de referência é usada tanto para a excitação do transdutor como para o conversor AD. Uma dada alteração percentual na excitação é contrariada pela mesma porcentagem de alteração no processo de conversão (ou vice-versa). O código de saída ADC, D OUT. É uma representação digital da relação entre a entrada de conversores, AIN, a sua referência, VREF. Uma vez que a entrada para o conversor e a sua referência derivam da mesma fonte de excitação, as mudanças na excitação não introduzem erros de medição. Assim, em configurações ratiométricas, se a variável medida pelo transdutor for inalterada, o código de saída digital do ADC é imune às variações na excitação da ponte. Por este motivo, uma referência estável precisa não é necessária para obter medições precisas. A operação estratificada é muito poderosa, permite medições e controles, usando a fonte analógica do sistema, para obter precisão independente da estabilidade de referências de voltagem ou fontes de excitação. Como a rejeição da fonte de alimentação da maioria dos ADCs é bastante alta, as derivações na tensão de alimentação não afetam a medida. Figura 2. Operação raatiométrica em uma aplicação de transdutor de ponte. A Figura 3 demonstra a desvantagem da operação DC não ratiométrica. Ele mostra uma configuração típica não ratiométrica em uma aplicação de transdutor de ponte. Como no aplicativo anterior, o ADC produz um código digital, D OUT. A proporção de AIN para VREF. Neste exemplo, o código de saída é sensível às mudanças relativas entre a excitação da ponte e a tensão de referência. Qualquer alteração nos resultados da tensão de excitação é uma alteração na tensão de entrada analógica observada pelo ADC. Uma vez que a referência é independente da excitação, o código de saída digital irá refletir a excitação alterada. Os circuitos não ratiométricos são principalmente adequados para aplicações que exigem medições contra um referencemdashor absoluto, onde um único conversor atende uma variedade de entradas analógicas não relacionadas. Uma vez que as mudanças de referência, a excitação, etc. não serão removidas, mas serão refletidas nas medições, precisão, precisa e estável referências e fontes de excitação são necessárias para a maioria das aplicações. Figura 3. Operação não ratiométrica em uma aplicação ponte-transdutor. Na concepção de sistemas de aquisição de dados de alta resolução, os designers sempre devem ter em mente a relação custo-eficácia da operação ratiométrica sempre que seu uso for viável. Configurações de fiação Existem várias configurações de fiação que podem ser utilizadas quando se conecta a sensores resistivos como RTDs e termistores em aplicações de medição de temperatura. As conexões básicas de 2, 3 e 4 fios são mostradas na Figura 4. Por que esses formatos estão disponíveis, com suas várias complexidades e custos. A resistência do fio de ligação pode introduzir erros de medição significativos se não forem tomadas precauções adequadas para eliminá-los, particularmente Em aplicações RTD de baixa resistência de 100 W. Nos circuitos RTD, uma corrente controlada (geralmente constante) é passada através do sensor, um resistor cuja resistência aumenta gradualmente, repetidamente e aproximadamente linearmente com a temperatura. À medida que sua resistência aumenta, sua queda de tensão aumenta e, embora pequena, pode ser medida sem dificuldade. Em uma aplicação ideal, a tensão medida deve incluir apenas o aumento da resistência do próprio sensor. No entanto, na prática, especialmente em configurações de dois fios, a resistência real entre os terminais do sensor no ponto de medição inclui as resistências tanto do sensor quanto dos fios de ligação. Se a resistência do fio de ligação fosse constante, isso não afetaria a medição de temperatura. No entanto, a resistência do fio muda com a temperatura e à medida que as condições ambientais mudam, a resistência do fio também irá mudar, apresentando erros. Se o sensor for remoto eo fio for muito longo, essa fonte de erro será significativa em aplicações de RTD, onde o valor nominal do sensor será de 100 W ou 1 kW, e as mudanças incrementais são tipicamente da ordem de 0.4degC. As aplicações de termistor, onde os valores nominais da resistência do sensor são maiores do que as RTDs, tendem a ser menos sensíveis à resistência ao chumbo, uma vez que as derivações contribuem menos erros. Figura 4. Configurações de fiação típicas para sensores baseados em resistência. A configuração de 2 fios mostrada à esquerda é a menos precisa dos três sistemas mostrados acima, porque a resistência do fio condutor, 2RL e sua variação com a temperatura contribuem com erros de medição significativos. Por exemplo, se a resistência do chumbo de cada fio é de 0,5 W em cada fio, RL adiciona um erro de 1 W à medida da resistência. Usando um RTD de 100 W com um 0,00385degC, a resistência representa um erro inicial de 1 W (0.385WdegC) ou 2.6degC, e a variação da resistência do chumbo com a temperatura ambiente contribui com erros adicionais. A configuração de 3 fios na Figura 4 oferece melhorias significativas em relação à configuração de 2 fios devido à eliminação de um fio condutor de corrente. Se o fio de medição retornar para V () alimenta em um nó de alta impedância, nenhuma corrente flui neste fio e nenhum erro de fiação é introduzido. No entanto, a resistência do chumbo e as características térmicas do fio de retorno RTD para V (-) e I (-) ainda apresentam erros, de modo que os erros foram reduzidos para a metade do erro em um sistema de dois condutores. A configuração de 4 fios na Figura 4 oferece o melhor desempenho, em termos de precisão e simplicidade, em comparação com as configurações de 2 e 3 fios. Nesta aplicação, os erros devidos à resistência do fio-condutor e aos efeitos do aquecimento térmico são removidos medindo a temperatura diretamente no RTD. Os fios de retorno do RTD geralmente são armazenados em buffer por um circuito de alta impedância (conversor de amplificador analógico a digital) e, portanto, nenhuma corrente flui nos fios de retorno e nenhum erro é introduzido. Se houver duas fontes de corrente compatíveis, é possível projetar sistemas de 3 fios que eliminem essencialmente qualquer resistência à fiação ou efeitos térmicos. Um exemplo, usando o conversor AD7711, é mostrado na Figura 5. A excitação é fornecida pela corrente da fonte de corrente superior de 200 microA, fluindo através da resistência do fio de conexão, RL1. A fonte de corrente inferior fornece uma corrente que flui através do outro fio de medição, com resistência RL2, criando uma queda de tensão essencialmente igual e oposta à queda em RL1, cancelando-a quando medida diferencialmente. A soma das duas correntes flui inofensivamente através do fio de retorno (RL3) para terra (a medida do diferencial ignora a tensão do modo comum). A corrente de 200 milhas, que flui através da resistência da série de 12,5 kW, desenvolve uma tensão que é usada como referência para o conversor, fornecendo uma medida ratiométrica. Figura 5. Eliminando erros devido a resistência de fiação de campo em aplicações RTD de 3 fios. O AD7711, um ADC sigma-delta de alta resolução, converte a tensão do RTD para digital. O AD7711 é uma escolha ideal de conversor para esta aplicação que oferece resolução de 24 bits, um amplificador de ganho programável no chip e um par de fontes de corrente de excitação RTD compatíveis. Como é evidente a partir do exemplo, uma solução completa pode ser construída sem a necessidade de componentes de condicionamento de sinal extra. Excitação de CA A Figura 6 mostra algumas das fontes de erro do sistema associadas à excitação e medição de dc em um aplicativo de sensor de ponte. Neste circuito de ponte, não é possível distinguir quanto dos amplificadores a saída de dc (e de baixa frequência) é realmente da ponte e quanto é devido a sinais de erro. Os erros introduzidos por 1f ruído, termopares parasíticos e compensações do amplificador não podem ser tratados, a menos que algum método seja usado para diferenciar o sinal real dessas fontes de erro. A excitação de CA é uma boa solução para este problema. Figura 6. Fontes de erro associadas à excitação de DC em um sistema de medição do transdutor de ponte. Os sinais de um transdutor de ponte, que dependem da excitação, geralmente são pequenos. Se a excitação for de 5 V e a sensibilidade da ponte é de 3 mVV, o sinal de saída máximo é de 15 mV. As fontes de degradação para as informações fornecidas por esses sinais de baixo nível incluem o ruído (tanto térmico quanto 1f), a tensão de termopares parasitárias e os erros de compensação do amplificador. Por exemplo, existem termopares parasíticos na fiação normal do circuito. Junções entre solda de chapa-chumbo e traços de placa de PC de cobre podem introduzir efeitos de termopar de 3 a 4 microVdegC, se existirem gradientes térmicos no circuito. Junções de termopar também existirão entre os traços de cobre da placa de circuito e os pinos kovar do amplificador, erros de tensão de crescimento de até 35 microVdegC. Em um sistema de aquisição de dados de alta resolução, esses erros de termopar, juntamente com os erros de deslocamento do amplificador e o ruído no sistema, somarão um dc significativo e um erro de baixa freqüência. A excitação de CA é uma abordagem poderosa para separar esses erros do sinal. Ao usar uma onda quadrada para ac-excitação, com a polaridade do sinal de excitação invertido entre medições, os erros de dc induzidos podem ser efetivamente cancelados. Este esquema de corte também tem o efeito de remover o ruído 1f, que é dominante em baixas freqüências (dc a alguns Hz) nestas aplicações. Figura 7. Configuração de ponte típica empregando excitação de corrente alternada. A Figura 7 mostra como uma ponte pode ser configurada para ac-excitação. A polaridade da tensão de excitação para a ponte é invertida em ciclos alternativos, usando os transistores Q1 a Q4 para executar a comutação. Todos os dc induzidos e erros de baixa freqüência foram agrupados como EOS. Durante a fase 1, Q1 e Q4 são ativados enquanto Q2 e Q3 estão fora da saída, VOUT, é dado por (V A E OS). Durante a fase 2, Q2 e Q3 estão ligados enquanto Q1 e Q4 estão desligados, com a saída, V OUT. Representado por (-V A E OS). A saída real é a soma das duas fases, dando V OUT 2 vezes V A. Os sinais de controle para a excitação ac devem ser sinais de relógio que não se sobrepõem. Este esquema remove os erros associados à excitação de dc à custa de um design mais complexo. A Figura 8 mostra uma aplicação de transdutor de ponte usando o ADC de transdutor de ponte AD7730, que inclui on-chip todos os circuitos necessários para implementar a excitação de CA e produzir o resultado de saída calculado após a troca da excitação. Figura 8. Aplicação de ponteira AC-excitada usando o conversor sigma-delta AD7730. O AD7730 sigma-delta ADC é um front-end analógico completo para aplicações de pesagem e medição de pressão. Operando a partir de um único fornecimento de 5 V, aceita sinais de baixo nível diretamente de um transdutor e produz uma palavra digital em série. O sinal de entrada é aplicado a um front-end de ganho programável proprietário, com base em um modulador analógico. Um filtro digital programável de baixa passagem com corte de filtro ajustável, taxa de saída e tempo de ajuste processa a saída do modulador. Existem duas entradas analógicas de ganho programável diferencial em buffer, bem como uma entrada de referência diferencial. Aceita quatro faixas de entrada analógica unipolar e bipolar de 10 mV a 80 mV em escala total. A resolução de pico a pico alcançável diretamente é de 1 em 230 mil contagens. Um DAC de 6 bits on-chip permite a compensação da tensão de tara em aplicações de escala de pesagem. A interface serial dos dispositivos pode ser configurada para operação de três fios e é compatível com microcontroladores e processadores de sinais digitais. O AD7730 contém opções de auto-calibração e calibração do sistema e possui uma derivação de deslocamento de menos de 5 nVdegC e uma deriva de ganho inferior a 2 ppm de gás. Com este nível de desempenho de deriva, a calibração no campo geralmente não é necessária. Na Figura 8, os transistores Q1 a Q4 executam a troca da tensão de excitação. Esses transistores podem ser discretamente compatíveis com transistores bipolares ou MOS - ou um chip dedicado de ponte-driver, como o 4427 de Micrel pode ser usado para executar a tarefa. Uma vez que a tensão de entrada analógica e a tensão de referência são invertidas em ciclos alternativos, o AD7730 deve ser sincronizado com estas inversões da tensão de excitação. Para a comutação síncrona, fornece os sinais de controle lógico para comutar a tensão de excitação. Esses sinais são as saídas CMOS não sobrepostas, ACX e ACX. Um dos problemas encontrados com ac-excitação é o tempo de assentamento dos sinais de entrada analógicos após a mudança, especialmente em aplicações onde existem longos cabos da ponte para o AD7730. O conversor pode produzir dados errados porque está processando sinais que não estão totalmente instalados. Consequentemente, o usuário pode programar um atraso de até 48.75 micros entre a comutação dos sinais ACX e o processamento de dados nas entradas analógicas. O AD7730 também dimensiona a freqüência de comutação ACX de acordo com a taxa de atualização de saída. Isso evita mudar a ponte a uma taxa desnecessariamente mais rápida do que o sistema requer. A capacidade do AD7730 para lidar com tensões de referência que são as mesmas que as tensões de excitação é particularmente útil na excitação ac, onde os arranjos do divisor de resistência na entrada de referência aumentam o tempo de ajuste associado à comutação. A excitação de CA pode ser efetivamente usada para eliminar os efeitos do auto-aquecimento em aplicações de medição de temperatura usando sensores resistivos. Ao medir a temperatura usando um RTD, a própria corrente de excitação (por mais pequena que seja) produz o aquecimento I 2 R, ou Joule, produzindo uma temperatura indicada um pouco maior do que a temperatura medida. O grau de auto-aquecimento depende muito do meio em que o RTD está imerso. Um RTD irá auto-aquecimento para uma temperatura muito maior no ar parado do que na água em movimento. Com a excitação de corrente contínua comumente usada, a corrente de excitação através do sensor deve ser grande o suficiente para que a menor mudança de temperatura a ser medida resulte em uma mudança de tensão que exceda o ruído do sistema, o deslocamento e a deriva do sistema. As correntes de excitação necessárias para superar esses erros são tipicamente 1mA ou maiores. O poder dissipado no RTD faz com que sua temperatura aumente, introduzindo erros de deriva na medição, o que reduz a precisão do sistema. Por exemplo, usando uma fonte de excitação de 1 mA DC com RTD de 1 kW com efeito auto-aquecimento de 0.05degCmW resulta em um erro de deriva de 0.5degC. Uma vez que uma fonte de excitação ac reduzir os efeitos de deslocamento e deriva, correntes de excitação muito menores podem ser usadas em muitas aplicações. Assim, a diminuição da corrente de excitação não só reduz os efeitos de auto-aquecimento no RTD (pelo quadrado da redução de corrente), também reduz os dc associados e os erros de saída de baixa freqüência como observado acima. Figura 9. Eliminando os efeitos de auto-aquecimento em aplicações de medição de temperatura de RTD usando excitação de CA e ADC 7730. A Figura 9 mostra o conversor sigma delta AD7730 de alta resolução usado para a medição RTD ac-excitada. Nesta aplicação, o AD7730 é operado com suprimentos divididos, ou seja, AV DD e DV DD estão em potenciais separados, e AGND e DGND estão em potenciais separados. Com este arranjo, é necessário que AV DD ou DV DD não exceda o AGND por 5.5V. Portanto, ao operar com suprimentos analógicos Plusmn2,5-V, o DV DD deve ser restrito a 3 V em relação ao solo digital, que é o solo do sistema. A saída ACX AD7730s, que controla a reversão da corrente neste aplicativo, é estabelecida em relação aos suprimentos AV DD e AGND. Quando o ACX é alto, uma corrente de 100 microA flui através do RTD em uma direção quando o ACX é baixo, a corrente de 100-microA flui na direção oposta através do RTD. A fonte de corrente de polaridade comutada é desenvolvida usando os amplificadores op U1 e U2 em uma configuração de conversão padrão de tensão para corrente. O AD7730, configurado para o modo ac-excitação, produz uma onda quadrada na saída ACX. Durante o processo de conversão, o ADC leva dois resultados de conversão - um em cada fase do sinal ACX - e os combina dentro do ADC para produzir uma palavra de saída de dados que representa a temperatura medida. Por exemplo, se a saída RTD durante a fase 1 do sinal ACX for 10 mV, e um erro de dc induzido pelo circuito de 1 mV devido a termopares parasitares, o ADC mede 11 mV. Durante a segunda fase, a corrente de excitação é revertida e o ADC mede -10 mV da RTD e novamente vê erro de 1 mV dc, dando uma saída ADC de -9mV durante esta fase. Essas medidas são processadas dentro do ADC (11 mV - (- 9mV) 2 10mV), removendo assim os erros induzidos por dc no sistema. A excitação de CA permite que as correntes na proximidade de 100 microA sejam efetivamente usadas em aplicações de RTD, como mostrado na figura 9, reduzindo substancialmente os efeitos de auto-aquecimento. Como a tensão de referência dos conversores é desenvolvida usando a corrente de excitação, a resistência de RTDs é medida de forma ratiometrica. Assim, os valores de resistência externa no conversor de tensão para corrente não afetam a precisão do sistema, pois o valor exato da corrente de accionamento não é crítico, cerca de 1. Portanto, os resistores de 100 ppm de gás devem ser suficientes. No entanto, a resistência do RREF, que utiliza a corrente para desenvolver a tensão de referência ADC, deve ser estável ao longo da temperatura para evitar erros induzidos pela referência na saída de medição. Com o circuito mostrado, temperaturas medidas de -200degC a 200degC podem ser facilmente acomodadas. Uma vez que o captador de frequência de linha pode produzir compensações se a picagem estiver na frequência da linha (50 ou 60 Hz), a operação do chopper é sugerida em 57 Hz assíncronos (onde ocorre um filtro nulo). As resoluções de 16 bits de pico a pico são viáveis ​​quando se usa o AD7730 na sua faixa unipolar de 0 a 20 mV com uma taxa de atualização de 57 Hz. Outro benefício importante do uso do AD7730 em aplicações RTD é a imunidade a ambos os campos elétricos irradiados e explosões transitórias rápidas (EFT). Ao operar em um ambiente ruidoso, recomenda-se usar o AD7730 em seu modo chop. As técnicas de estabilização do helicóptero utilizadas dentro do AD7730 eliminam o deslocamento e minimizam a desvio de deslocamento. Quando o AD7730 é operado no modo CHOP, a corrente do sinal, incluindo o filtro do primeiro estágio, é cortada. Isso reduz o desempenho geral da deriva para menos 5 nVdegC. O AD7730 pode ser operado na presença de campos elétricos (1 Vm a 3 Vm) de 30 MHz a 1 GHz com deslocamento plano em toda a faixa de freqüência. Sem cortar, o desempenho de deslocamento se degrada na presença de um campo elétrico e se desloca com freqüência. Ao projetar sistemas de aquisição de dados de alta resolução, deve-se ter cuidado ao selecionar o método de excitação, a fonte de excitação para o transdutor e o esquema de fiação de campo usado para transmitir o sinal analógico de baixo nível do transdutor ao conversor AD. Os transdutores podem ser excitados com corrente ou tensão de corrente alternada ou contínua. DC é mais amplamente usado do que ac para excitação, porque os sistemas que usam a excitação de DC são mais fáceis de implementar e solucionar problemas, mas eles têm uma série de inconvenientes. A magnitude da excitação no sensor deve ser suficiente para que a menor mudança a ser medida resulte em uma mudança de tensão que exceda o ruído, o deslocamento e a deriva do sistema. Se forem esperados grandes erros de dc e ruídos de baixa frequência, a excitação de CA é útil. A fonte de excitação é ativada em ciclos alternativos, e as amplitudes resultantes são medidas e médias para fornecer um resultado de conversão. A excitação de CA, portanto, remove os efeitos de 1 f de ruído e efeitos de termopar parasitas induzidos por dc em uma cadeia de sinal. Isso permite que a excitação seja muito reduzida, reduzindo, por sua vez, os erros introduzidos pelo auto-aquecimento em sensores baseados em resistência. Esses benefícios geralmente excedem as desvantagens de um custo de implementação um pouco maior e os cuidados que devem ser tomados para assegurar uma adequada liquidação antes da medição. As opções de configurações de fiação do sensor estão disponíveis, envolvendo de 2 a 4 fios, dependendo da precisão necessária. As configurações de quatro fios oferecem a melhor precisão, eliminando os erros devido à resistência do fio condutor e aos efeitos térmicos na fiação. Os sistemas podem ser configurados com excitação e referências comuns (ratiométricas), ou com referências independentes (não ratiométricas). Ratiometric é preferido porque permite medição e controle com precisão maior do que a estabilidade de referências de tensão ou fontes de excitação. As medições são insensíveis às variações de excitação. Conclusão: sempre que possível, os melhores projetos de sistemas de aquisição de dados de alta resolução devem usar configurações de 4 fios e aproveitar os benefícios da operação ratiométrica e da excitação ac. Guia de cientistas e engenheiros para processamento de sinal digital Por Steven W. Smith, Ph. D. Capítulo 3: ADC e DAC Primeiro, um pouco de trivia. Como você sabe, é um computador digital, não um computador de dígitos. A informação processada é chamada de dados digitais, não dados de dígitos. Por que, então, a conversão analógico-digital geralmente chamada: digitação e digitação, em vez de digitação digital e digitalização. A resposta é nada que você esperaria. Quando a eletrônica passou a inventar técnicas digitais, os nomes preferidos já haviam sido arrebatados pela comunidade médica quase um século antes. Digitalização e digitalização significam administrar o estimulador cardíaco digital. A Figura 3-1 mostra as formas de onda eletrônicas de uma conversão analógico-digital típica. A figura (a) é o sinal analógico a ser digitalizado. Como mostrado pelas etiquetas no gráfico, esse sinal é uma tensão que varia ao longo do tempo. Para tornar os números mais fáceis, assumiremos que a tensão pode variar de 0 a 4,095 volts, correspondendo aos números digitais entre 0 e 4095 que serão produzidos por um digitalizador de 12 bits. Observe que o diagrama de bloco é dividido em duas seções, a amostra e a suspensão (SH) e o conversor analógico-digital (ADC). Como você provavelmente aprendeu em aulas de eletrônica, a amostra e a retenção são necessárias para manter a tensão que entra no ADC constante enquanto a conversão está ocorrendo. No entanto, esta não é a razão pela qual é mostrado aqui quebra a digitalização nessas duas etapas é um importante modelo teórico para a compreensão da digitalização. O fato de que parece ser uma eletrônica comum é apenas um bônus afortunado. Conforme mostrado pela diferença entre (a) e (b), a saída da amostra e retenção é permitida a mudar apenas em intervalos periódicos, altura em que é feita de forma idêntica ao valor instantâneo do sinal de entrada. As mudanças no sinal de entrada que ocorrem entre esses tempos de amostragem são completamente ignoradas. Ou seja, a amostragem converte a variável independente (tempo neste exemplo) de contínua para discreta. Conforme mostrado pela diferença entre (b) e (c), o ADC produz um valor inteiro entre 0 e 4095 para cada uma das regiões planas em (b). Isso introduz um erro, uma vez que cada platô pode ser qualquer tensão entre 0 e 4,095 volts. Por exemplo, 2.56000 volts e 2.56001 volts serão convertidos em número digital 2560. Em outras palavras, a quantificação converte a variável dependente (tensão neste exemplo) de contínua para discreta. Observe que evitamos cuidadosamente comparar (a) e (c), pois isso ampliaria amostragem e quantificação juntos. É importante analisá-los separadamente porque degradam o sinal de diferentes maneiras, além de serem controlados por diferentes parâmetros na eletrônica. Há também casos em que um é usado sem o outro. Por exemplo, a amostragem sem quantificação é usada em filtros de capacitores comutados. Primeiro, analisaremos os efeitos da quantificação. Qualquer amostra no sinal digitalizado pode ter um erro máximo de 177 LSB (bit menos significativo) para a distância entre níveis de quantização adjacentes). A Figura (d) mostra o erro de quantização para este exemplo particular, encontrado subtraindo (b) de (c), com as conversões apropriadas. Em outras palavras, a saída digital (c), é equivalente à entrada contínua (b), além de um erro de quantificação (d). Uma característica importante desta análise é que o erro de quantização parece muito parecido com o barulho aleatório. Isso prepara o cenário para um modelo importante de erro de quantificação. Na maioria dos casos, a quantificação resulta em nada mais do que a adição de uma quantidade específica de ruído aleatório ao sinal. O ruído aditivo está uniformemente distribuído entre 177 LSB, tem uma média de zero e um desvio padrão de 1 RVR 12 LSB (0,29 LSB). Por exemplo, passar um sinal analógico através de um digitalizador de 8 bits adiciona um ruído rms de: 0.29256 ou cerca de 1900 do valor da escala total. Uma conversão de 12 bits adiciona um ruído de: 0.294096 8776 114,000, enquanto uma conversão de 16 bits adiciona: 0,2965536 8776 1227,000. Como o erro de quantização é um ruído aleatório, o número de bits determina a precisão dos dados. Por exemplo, você pode fazer a afirmação: aumentamos a precisão da medida de 8 a 12 bits. Este modelo é extremamente poderoso, porque o ruído aleatório gerado pela quantização simplesmente aumentará o que o ruído já está presente no sinal analógico. Por exemplo, imagine um sinal analógico com uma amplitude máxima de 1,0 volts e um ruído aleatório de 1.0 millivolts rms. Digitar esse sinal para 8 bits resulta em 1.0 volts tornando-se o número digital 255 e 1.0 milivolts tornando-se 0,255 LSB. Conforme discutido no último capítulo, os sinais de ruído aleatórios são combinados adicionando suas variações. Ou seja, os sinais são adicionados em quadratura: radic (A 2 B 2) C. O ruído total no sinal digitalizado é, portanto, dado por: 8730 (0.255 2 0.29 2) 0.386 LSB. Este é um aumento de cerca de 50 sobre o ruído já no sinal analógico. Digitar esse mesmo sinal para 12 bits não produziria praticamente nenhum aumento no ruído, e nada seria perdido devido a quantização. Quando confrontado com a decisão de quantos bits são necessários em um sistema, faça duas perguntas: (1) Quanto ruído já está presente no sinal analógico (2) Quanta quantidade de ruído pode ser tolerada no sinal digital. Quando não é esse modelo de Quantização válida somente quando o erro de quantização não pode ser tratado como aleatório. A única ocorrência comum disso é quando o sinal analógico permanece em aproximadamente o mesmo valor para muitas amostras consecutivas, conforme ilustrado na Fig. 3-2a. A saída permanece presa no mesmo número digital para muitas amostras em uma linha, mesmo que o sinal analógico possa estar mudando para LSB. Instead of being an additive random noise, the quantization error now looks like a thresholding effect or weird distortion. Dithering is a common technique for improving the digitization of these slowly varying signals. As shown in Fig. 3-2b, a small amount of random noise is added to the analog signal. In this example, the added noise is normally distributed with a standard deviation of 23 LSB, resulting in a peak-to-peak amplitude of about 3 LSB. Figure (c) shows how the addition of this dithering noise has affected the digitized signal. Even when the original analog signal is changing by less than plusmn LSB, the added noise causes the digital output to randomly toggle between adjacent levels. To understand how this improves the situation, imagine that the input signal is a constant analog voltage of 3.0001 volts, making it one-tenth of the way between the digital levels 3000 and 3001. Without dithering, taking 10,000 samples of this signal would produce 10,000 identical numbers, all having the value of 3000. Next, repeat the thought experiment with a small amount of dithering noise added. The 10,000 values will now oscillate between two (or more) levels, with about 90 having a value of 3000, and 10 having a value of 3001. Taking the average of all 10,000 values results in something close to 3000.1. Even though a single measurement has the inherent plusmn LSB limitation, the statistics of a large number of the samples can do much better. This is quite a strange situation: adding noise provides more information . Circuits for dithering can be quite sophisticated, such as using a computer to generate random numbers, and then passing them through a DAC to produce the added noise. After digitization, the computer can subtract the random numbers from the digital signal using floating point arithmetic. This elegant technique is called subtractive dither. but is only used in the most elaborate systems. The simplest method, although not always possible, is to use the noise already present in the analog signal for dithering.